PL
 |
EN
Preferencje help
Polish version English version Język
Widoczny [Schowaj] Abstrakt
Liczba wyników

Znaleziono wyników: 23

Liczba wyników na stronie
first rewind previous Strona / 2 next fast forward last
Wyniki wyszukiwania
help Sortuj według:

help Ogranicz wyniki do:
first rewind previous Strona / 2 next fast forward last
1
Content available remote Analiza asymetrii w sterowaniu tranzystorów przeciwsobnego wzmacniacza mocy w.cz. za pomocą transformatora z linią transmisyjną
Modzelewski J.
Przegląd Elektrotechniczny
|
2016
|
R. 92, nr 9
47--50
PL
Przeanalizowano właściwości obwodu wejściowego przeciwsobnego liniowego wzmacniacza mocy w. cz. klasy AB z transformatorem szerokopasmowym o przekładni 1:1 na linii transmisyjnej w pobliżu jego dolnej częstotliwości granicznej. Wykazano, że w takim obwodzie wejściowym przy dostatecznie małej częstotliwości roboczej przesunięcie fazy między sygnałami sterującymi bramki obu tranzystorów znacząco maleje poniżej 1800 a różnica między ich amplitudami znacznie wzrasta. W przeciwsobnym wzmacniaczu mocy klasy AB takie błędy sterowania są bardzo niekorzystne, gdyż powodują zniekształcenia nieliniowe wzmacnianego sygnału, w szczególności znaczny poziom drugiej harmonicznej.
EN
Properties of the input circuit in the hf linear Class-AB push-pull power amplifier with the transmission-line 1:1 wide-band transformer were analyzed near its lower limit frequency. It was shown that if the operating frequency is sufficiently low then in this input circuit the phase shift between the signals driving the gates of both transistors decreases significantly below 180o and their amplitude difference increases. In the push-pull Class-AB power amplifier this incorrect driving is very harmful because it causes non-linear distortion of amplifying signals, in particular a high level of the second harmonic.
2
Content available remote Udoskonalona metoda obliczania mocy traconej w tranzystorach wzmacniacza klasy AB
Modzelewski J.
Przegląd Elektrotechniczny
|
2015
|
R. 91, nr 9
138-142
PL
Przedstawiono udoskonaloną metodę obliczania mocy traconej w elementach aktywnych przeciwsobnego wzmacniacza liniowego klasy AB w funkcji jego wysterowania. Dla charakterystyki przejściowej elementu aktywnego zastosowano aproksymację kwadratową w obszarze zakrzywienia oraz aproksymację liniową w obszarze dużych prądów. Metoda obejmuje także zasady doboru prądu spoczynkowego elementów aktywnych przeciwsobnego wzmacniacza klasy AB zapewniające maksymalną liniowość. Otrzymane wyniki zweryfikowano podczas symulacji komputerowych i pomiarów wzmacniacza z tranzystorami IRF510 (20 W, 1 – 3 MHz) i wzmacniacza z podwójnym tranzystorem w. cz. SD703 (100 W, 3 – 30 MHz).
EN
An improved method of calculating the power dissipated in transistors in the Class-AB push-pull linear amplifier versus the amplifier drive level is presented. A mixed piece-wise square-linear approximation of the transistor transfer characteristic is applied (the square approximation in the “knee” region, and linear in the high-current region). The method describes also how to find the quiescent current of power transistors in the Class- AB push-pull amplifier to maximize its linearity. This method has been verified by PSPICE simulations and measurements of the amplifier with IRF510 transistors (20W, 1 - 3MHz) and the amplifier with the h.f. push-pull SD703 transistor (100W, 3 - 30MHz).
3
Szerokopasmowe transformatorowe wzmacniacze mocy klasy AB na zakres fal krótkich i UKF
Modzelewski J., Bartosik A.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2015
|
Vol. 56, nr 7
52-58
PL
Głównym problemem przy projektowaniu, budowie i uruchamianiu liniowych szerokopasmowych przeciwsobnych wzmacniaczy na zakres fal krótkich i UKF są obwód wejściowy i obwód wyjściowy realizujące dopasowanie impedancji i symetryzację/desymetryzację obciążenia. Transformatory z magnetycznym sprzężeniem uzwojeń mogą być używane jedynie do kilku MHz, ponieważ pojemności pasożytnicze pomiędzy uzwojeniem pierwotnym i wtórnym powodują asymetrię napięć między każdym z zacisków symetrycznego wejścia (wyjścia) a ziemią. Dla większych częstotliwości muszą być używane transformatory z dopasowaną linia transmisyjną. Niestety transformator wyjściowy wzmacniacza przeciwsobnego wymaga co najmniej dwóch elementarnych transformatorów z taką linią o przekładni 1:1. Dodatkowo konieczne są dwa kondensatory sprzęgające o dużej dobroci, przystosowane do dużych prądów w zakresie w. cz. Przedstawiono doświadczalny liniowy przeciwsobny wzmacniacz o mocy 100 W i paśmie – 30 MHz z transformatorami na liniach transmisyjnych.
EN
The main problem in design, construction, and tuning of wide-band linear push-pull HF and VHF amplifiers are the input and output circuits to the impedance matching and balancing/unbalancing the load. Magnetic-coupled transformers can be used only up to a few MHz because parasitic capacitances between their primary and secondary windings cause asymmetry of voltages between each terminal of their balanced input (output) and ground. At the higher frequencies the matched transmission-line transformers must be applied. Unfortunately, the output transformer of the push-pull amplifier needs at least two elementary 1:1 transmission-line transformer, and two highcurrent, high Q-factor, high-frequency coupling capacitors. An experimental 100 W 3–30 MHz linear push-pull Class-AB power amplifier with the transmission-line transformers in the input and output circuits is presented.
4
Uproszczona metoda obliczania warunków pracy tranzystorów w rezonansowych wzmacniaczach mocy klasy DE
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2014
|
Vol. 55, nr 3
53-58
PL
W artykule przedstawiono praktyczną metodę projektowania rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy DE wykorzystującą równania stanowiące uproszczony model matematyczny tego wzmacniacza w warunkach optymalnych i suboptymalnych. Równania te zostały wyprowadzone przy założeniu sinusoidalnego prądu w wyjściowym szeregowym obwodzie rezonansowym i modelu tranzystorów mocy w postaci idealnych kluczy. Te równania pozwalają obliczyć amplitudę i fazę prądu wyjściowego, czas martwy i wartość szczytową prądu drenu oraz kąt impedancji wyjściowego szeregowego obwodu rezonansowego. Indukcyjność i pojemność tego obwodu mogą być obliczone przy założeniu wartości jego dobrociwypadkowej. Przedstawiono przykłady zastosowania proponowanej metody do projektowania wzmacniaczy klasy DE pracujących w warunkach optymalnych i suboptymalnych.
EN
In the paper a useful design method of Class-DE tuned power amplifiers based on simplified equations modeling the optimum and sub-optimum operation of this amplifier is presented. The equations have been derived assuming the sinusoidal current in the output series-resonant circuit and power transistors modeled by the ideal switches. These equations allow to calculate amplitude and phase of the output current, dead time and peak value of the drain current, and impedance angle of the output series-resonant circuit. Inductance and capacitance of this circuit can be calculate for assumed value of its loaded quality factor. Examples of designing the Class-DE amplifiers operating in the optimum and in the sub-optimum conditions are presented.
5
Obliczanie mocy traconej w tranzystorach wzmacniacza liniowego klasy AB
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2014
|
Vol. 55, nr 9
51-54
PL
Przedstawiono metodę obliczania mocy traconej w tranzystorach wzmacniacza liniowego klasy AB w funkcji jego wysterowania. Przyjęto odcinkowo-liniową aproksymację charakterystyki przejściowej tranzystora (dla obszaru dużych prądów, obszaru zakrzywienia i obszaru zatkania. Metoda obejmuje zasady doboru prądu spoczynkowego tranzystorów wzmacniacza klasy AB zapewniające dużą liniowość i sposób obliczania mocy traconej w tranzystorach w funkcji wysterowania. Otrzymane wyniki zweryfikowano drogą symulacji komputerowych wzmacniacza liniowego klasy AB z tranzystorami IRF510 (20W, 1÷3 MHz).
EN
A method of calculating the power dissipated in transistors in the Class-AB linear amplifier versus the amplifier drive level is presented. A piecewiselinear approximation of the transistor transfer characteristic is applied (in the high-current region, in the “knee” region, and in the turn-off region). The method describes how to find the quiescent current of power transistors in the Class-AB amplifier allowing to maximize its linearity and how to calculate the power loss in transistors versus the drive level. This method has been verified by PSPICE simulations of the Class-AB linear power amplifier with IRF510 (20 W, 1÷3 MHz).
6
Liniowy wzmacniacz mocy na pasmo 26-29 MHz z tranzystorami przełącznikowymi
Modzelewski J., Bartosik A.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2013
|
Vol. 54, nr 9
131-134
PL
Przedstawiono projektowanie, symulacje komputerowe, budowę, regulacje i testowanie przeciwsobnego liniowego wzmacniacza klasy AB o założonej mocy 20 W w paśmie 26-29 MHz z tranzystorami przełącznikowymi MOSFET powszechnego użytku (IRF510). Uzyskano liniową charakterystykę przejściową i płaską charakterystykę częstotliwościową w paśmie 26-29 MHz, natomiast moc wyjściowa, sprawność energetyczna i wzmocnienie mocy są niższe od oczekiwanych (13,5W, 27% i 14,7dB, odpowiednio).
EN
Design, computer simulations, building, tuning, and testing of linear high-frequency class-AB push-pull power amplifier with switch-mode general-purpose transistors (IRF510) are presented. The assumed output power is 20 W in the 26-29 MHz band. Measured transfer characteristic of this amplifier is linear and its frequency response is flat between 26 MHz and 29 MHz. In contrast, measured output power, efficiency, and power gain are lower than assumed (13,5 W, 27%, and 14,7 dB respectively).
7
Analiza obwodu zasilania rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy D
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2013
|
Vol. 54, nr 1
54-58
PL
Rezonansowe wzmacniacze mocy klasy D i klasy DE są zasilane napięciowo, zatem ich źródło zasilające DC powinno być zbliżone do idealnego źródła napięciowego. Praktyczna realizacja takiego zasilania wymaga zastosowania w układzie wzmacniacza mocy dodatkowego elementu w postaci kondensatora blokującego, którego zadaniem jest zwarcie rzeczywistego źródła zasilającego dla prądu o częstotliwości wzmacnianego sygnału i jej harmonicznych. Parametry tego kondensatora, znajdującego się w obwodzie mocy w. cz., mogą wpływać na właściwości wzmacniacza mocy (m. in. na sprawność energetyczną i poziom zakłóceń elektromagnetycznych). W artykule przedstawiono zasady doboru pojemności kondensatorów blokujących zasilanie wzmacniaczy klasy D i klasy DE. Przeanalizowano także skutki niezerowej rezystancji strat i indukcyjności szeregowej rzeczywistych kondensatorów.
EN
Class-D and Class-DE resonant power amplifiers should be supplied by an ideal DC-voltage source with internal resistance equal to zero. Hence, in built Class-D and Class-DE amplifiers an additional capacitor bypassing the real non-ideal supply source for the operating frequency and its harmonics is needed. This capacitor is included in the HF power circuit of the amplifier therefore it can decrease the efficiency and increase the level of electromagnetic interferences of this amplifier. In the paper principles of calculation of the power supply bypass capacitance in the Class-D and Class-DE amplifiers are presented. Effects of non-zero loss resistance and series inductance of real capacitors are also analyzed.
8
Content available remote Wzmacniacze mocy klasy DE w układzie modulacji amplitudy metodą modulacji fazy
Modzelewski J
Przegląd Elektrotechniczny
|
2012
|
R. 88, nr 11b
68-71
PL
Modulację amplitudy można zrealizować sumując dwa sygnały o takich samych amplitudach i częstotliwościach, których różnica faz jest sterowana przez sygnał modulujący. W pracy wykazano, iż w takim modulatorze z bezpośrednim sumowaniem prądów wyjściowych z dwóch rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy DE możliwe jest spełnienie warunków ZVS w obu wzmacniaczach dla wszystkich wartości napięcia wyjściowego modulatora. Dzięki temu uzyskuje się wysoką sprawność energetyczną modulatora i ograniczoną stromość napięcia dren-źródło tranzystorów.
EN
In the ampliphase modulator the amplitude modulation is obtained by combining two HF signals with the same amplitude and frequency, the phase difference of which is controlled by an LF input signal. In the paper it has been proven that in the ampliphase modulator with two Class-DE amplifiers, the output currents of which are directly added, the ZVS condition can be satisfied in both amplifiers for all values of the modulator output voltage. Thus, the efficiency of the ampliphase modulator is high and the rate of the drain-source voltage of the power transistors is limited.
9
Content available An improved calculation method of inductance and capacitances in ?1 circuits for resonant power amplifiers
Modzelewski J., Kulma K.
Archives of Electrical Engineering
|
2012
|
Vol. 61, nr 2
221-237
EN
In the paper an improved method of calculation of the inductance and capacitances in the ?1 circuit for Class A, AB, B, and C resonant power amplifiers is presented. This method is based on an assumption that the quality factor of the inductor is inite and the capacitors are lossless. The input parameters for calculations are the amplifier load resistance, the transistor load resistance, the quality factor of the inductor, the loaded quality factor of the designed circuit, and the operating frequency. The presented method allows reducing the required regulation range of ?1 circuits elements In built resonant amplifiers as compared to the traditional calculation methods assuming lossless capacitors and inductor. This advantage is important, in particular, for long- and medium-wave transistor power amplifiers, where capacitances in ?1 circuits are high comparing to typical trimming capacitors.
10
Content available remote Obwody typu [pi]1 o małej dobroci wypadkowej w rezonansowych wzmacniaczach mocy
Modzelewski J.
Przegląd Elektrotechniczny
|
2010
|
R. 86, nr 11a
200-203
PL
Obwód typu [pi]1 jest stosowany jako wyjściowy obwód rezonansowy we wzmacniaczach klas AB, B i C. W quasi-szerokopasmowych wzmacniaczach rezonansowych (np. do nadajników radiofonicznych UKF-FM 87,5–108 MHz) dobroć wypadkowa obwodu [pi]1 musi być dostatecznie mała. Wykazano, że we wzmacniaczu z takim obwodem druga i trzecia harmoniczna prądu drenu nie są zwierane, co powoduje wzrost wartości międzyszczytowej napięcia dren-źródło. Wzmacniacz wchodzi w stan przewzbudzony a jego charakterystyka przejściowa jest nieliniowa.
EN
The [pi]1 circuit is applied as an output resonant circuit in the class AB, class B and class C tuned power amplifiers. In semi-wideband tuned power amplifiers (e.g. for VHF-FM 87.5 - 108MHz radio transmitters) loaded quality factor Qw of the [pi]1 circuit must be sufficiently low. It has been proven that in the amplifier with low-Qw [pi]1 circuit the 2nd and 3rd harmonics of the transistor drain current are not short-circuited, and peak-to-peak value of the drain-source voltage increases. Hence, the amplifier is overdriven, and its transfer characteristic is non-linear.
11
Content available Computer-Aided Multi-Layer Design of Switch-Mode Power Circuits
Wojciechowski J., Modzelewski J., Ogrodzki J., Opalski L., Zamłyński K.
International Journal of Electronics and Telecommunications
|
2010
|
Vol. 56, No. 3
307-318
EN
Switch-mode circuits are used as power processors, e.g. DC/DC converters, synchronous rectifiers, high-frequency resonant power amplifiers. Their efficient computer-aided design is a technical problem only partly resolved so far. This paper presents a multi-layer CAD methodology for switch-mode power circuits. It discusses several levels of modeling of switching devices. First rough design verification is feasible using ideal switch models. It gives a satisfactory first-cut design. Then full models and general-purpose tools provide more exact verification of the design. At this exact step the design procedure makes use of interactive improvement followed by automatic optimization of some quality based objective functions. The proposed methodology is shown to be especially useful for high power class-D voltage-switching resonant amplifiers, where the so far used experimental optimization is extremely cost consuming.
12
Właściwości obwodów typu π1 do rezonansowych wzmacniaczy mocy dla różnych wartości dobroci wypadkowej
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2010
|
Vol. 51, nr 2
17-23
PL
W artykule przeanalizowano wpływ dobroci wypadkowej na charakterystyki częstotliwościowe impedancji wejściowej i transimpedancji obwodów rezonansowego typu π1 o różnych wartościach przekładni rezystancyjnej. Wyznaczono przebieg charakterystyk częstotliwościowych unormowanej impedancji wejściowej i transimpedancji tego obwodu w otoczeniu częstotliwości rezonansowej dla kilku typowych wartości dobroci wypadkowej i przekładni. Dla obwodów π1 o różnych wartościach przekładni obliczono także zależność współczynników tłumienia drugiej i trzeciej harmonicznej prądu wejściowego od dobroci wypadkowej. Przedstawione charakterystyki pozwalają uprościć projektowanie obwodów Vπ1 do rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy AB, klasy B i klasy C.
EN
In the paper an influence of the loaded quality factor on frequency response of input impedance and transimpedance of the π1 resonant circuits with different values of resistance-transformation ratio is analyzed. Normalized input impedance and transimpedance frequency responses in the neighbourhood of the resonant frequency for a few typical values of the loaded quality factor and resistance-transformation ratio are calculated. Attenuation coefficients of the second and third harmonic of the input current versus the loaded quality factor are also determined for the π1 circuits with different values of the resistance transformation ratio. Presented characteristics allow to simplify the design of the π1 circuits for class AB, class B and class C tuned power amplifiers.
13
Content available remote Uproszczona metoda projektowania obwodów [pi]1 do rezonansowych wzmacniaczy moc
Modzelewski J.
Przegląd Elektrotechniczny
|
2009
|
R. 85, nr 11
167-170
PL
Przedstawiono metodę obliczania indukcyjności cewki i pojemności kondensatorów obwodu typu [pi]1 do rezonansowych wzmacniaczy mocy klasy AB, B i C przy założeniu braku strat w tych elementach. W rzeczywistym obwodzie straty te powinny być bowiem jak najniższe, aby zapewnić wysoką sprawność energetyczną. W przypadku typowej cewki (dobroć własna co najmniej 100) przedstawiona metoda nie powoduje istotnego niedopasowania impedancji wejściowej obwodów [pi]1 o dobroci wypadkowej nie większej niż 10 (błąd modułu do 10%, błąd argumentu do 5o).
EN
A method of calculation of inductance of the inductor and capacitances of the capacitors in the [pi]1 circuit for Class AB, Class B, and Class C tuned power amplifiers is presented. It was assumed that the inductor and capacitors are loss-less beŹcause their losses should be as small as possible to ensure the high efficiency. For a typical inductor (quality factor at least 100) the presented method does not cause significant mismatch of the input impedance for [pi]1 circuits with the loaded quality factor lower than 10 (magnitude error lower than 10%, phase error lower than 5o).
14
Drgania pasożytnicze poniżej częstotliwości roboczej w rezonansowych wzmacniaczach mocy z obwodem wyjściowym typu π1a
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2009
|
Vol. 50, nr 4
28-31
PL
Typowym czwórnikiem stosowanym jako obwód wyjściowy w tranzystorowych rezonansowych wzmacniaczach mocy w. cz. jest obwód typu π1. Zapewnia on niski poziom harmonicznych w sygnale wyjściowym oraz możliwość dopasowania obciążenia o rezystancji mniejszej, równej albo większej od rezystancji wymaganej przez tranzystor. Obwód π1 jest często stosowany w zmodyfikowanej wersji z dodatkowym kondensatorem włączonym szeregowo z cewką w celu zredukowania jej reaktancji, nazywanym obwodem π1a. We wzmacniaczach z takim obwodem mogą powstawać drgania pasożytnicze na częstotliwościach poniżej częstotliwości roboczej. W artykule wykazano, że takie drgania są powodowane przez rezonans między indukcyjnością dławika w obwodzie zasilania a pojemnością wejściową obwodu π1a. Wykazano również, że drgania te mogą być usunięte, jeśli zamiast indukcyjnego dławika w. cz. zastosujemy dławik rezonansowy dostrojony do częstotliwości roboczej.
EN
A typical network used as the output reactive filter in high-frequency transistor tuned power amplifiers is the π1 resonant circuit. It ensures low harmonic distortions in the output signal and can match the load the resistance of which is lower, equal or higher than the optimum value required by the transistor. The π1 resonant circuit is often used in a modified version with the additional capacitor connected in series with the coil to reduce its reactance (so-called π1a circuit). In amplifiers with the π1a circuit parasitic oscillations are often generated at the frequencies below the operating frequency. In the paper there is shown that the parasitic oscillations are caused by the high-quality-factor resonance between the inductance of the DC supply RF choke and the input capacitance of the π1a circuit. It was also proven that these oscillations can be eliminated if the inductive RF choke is replaced by the resonant choke tuned to the operating frequency.
15
Content available High-Frequency Power Amplitude Modulators with Class-E Tuned Amplifiers
Modzelewski J., Mikołajewski M.
Journal of Telecommunications and Information Technology
|
2008
|
nr 4
79-86
EN
A high-frequency power amplifier used in a drain amplitude modulator must have linear dependence of output HF voltage Vo versus its supply voltage VDD. This condition essential for obtaining low-level envelope distortions is met by a theoretical class-E amplifier with a linear shunt capacitance of the switch. In this paper the influence of non-linear output capacitance of the transistor in the class-E amplifier on its Vo(VDD) characteristic is analyzed using PSPICE simulations of the amplifiers operating at frequencies 0.5 MHz, 5 MHz and 7 MHz. These simulations have proven that distortions of theVo(VDD) characteristic caused by non-linear output capacitance of the transistor are only slight for all analyzed amplifiers, even for the 7 MHz amplifier without the external (linear) shunt capacitance. In contrast, the decrease of power efficiency of the class-E amplifier resulting from this effect can be significant even by 40%
16
Zasilacz impulsowy sterowany sygnałem małej częstotliwości do modulatorów amplitudy o dużej mocy wyjściowej w nadajnikach radiowych
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2008
|
Vol. 49, nr 2
34-38
PL
Zaprezentowano wysokosprawny kluczowany zasilacz sterowany sygnałem akustycznym (50 Hz...5 kHz) do modulatorów amplitudy przebiegów w. cz. o dużej mocy do nadajników radiowych z modulacją AM. Zastosowano konwerter DC-DC obniżający napięcie (buck), w którym zmienny sygnał modulujący jest sumowany z napięciem odniesienia DC, a dzięki pętli sprzężenia zwrotnego o dużym wzmocnieniu napięcie wyjściowe jest proporcjonalne do wypadkowego napięcia odniesienia. Stabilność i szerokie pasmo przenoszenia zasilacza sterowanego uzyskano, stosując mieszaną kompensację (lag-lead) charakterystyk częstotliwościowych bloków pętli.
EN
A high-efficiency switched-mode supply unit controlled by the extemal audio signal (50 Hz... 5 kHz), destined for high-power amplitude modulators of h.f. carrier in radio AM transmitters is presented. This supply unit is based on the buck DC-DC converter in which the modulating audio signal is summed with the DC reference voltage. Due to high-gain feedback loop the output voltage is proportional to the resultant reference voltage. The stability of the controllable supply unit and the wide band of modulating audio signals have been obtained by the lag-lead compensation of frequency characteristics of the feedback loop.
17
Rezonansowy wzmacniacz mocy klasy C w stanie przewzbudzonym
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2008
|
Vol. 49, nr 11
36-39
PL
Przedstawiono uproszczoną analizę rezonansowego wzmacniacza mocy klasy C z tranzystorami MOSET pracującego w stanie przewzbudzonym. Tranzystor jest modelowany w postaci charakterystyk statycznych ΙD (UGS, UDS) i pojemności międzyelektrodowych (włączonych w skład wejściowego i wyjściowego obwodu rezonansowego). Przyjmując sinusoidalny przebieg napięcia drenu i odcinkowo-liniową aproksymację charakterystyk ΙD (UGS, UDS) obliczono zależność amplitudy napięcia drenu i sprawności drenowej wzmacniacza klasy C pracującego w stanie przewzbudzonym od napięcia zasilania. Symulacje PSPICE wykazały, że napięcie drenu w przewzbudzonym wzmacniaczu klasy C może być uznane za sinusoidalne tylko wtedy, gdy rezystancja włączenia tranzystora jest dostatecznie duża w stosunku do rezystancji obciążenia tranzystora (Rds(on) ≥ 0,1Rd).
EN
A simplified analysis of the overdriven Class C h.f. resonant power amplifier with MOSFET transistor is presented. The transistor is modeled by its static characteristics ΙD (UGS, UDS) and inter-electrode capacitances (included in the input ancToutput resonant circuits of the amplifier). For the sinusoidal drain voltage and the piecewise linear appreciation of the characteristics ΙD (UGS, UDS) the amplitude of the drain voltage and the drain efficiency oftne ulass-C overdriven amplifier is calculated as functions of the supply voltage. The PSPICE simulations have proven that the drain voltage in the overdriven Class C amplifier may be regarded as sinusoidal only if the transistor on-re-sistance is sufficiently high in comparison with the drain load resistance (Rds(on) ≥ 0,1Rd).
18
Uproszczona metoda projektowania rezonansowych wzmacniaczy mocy wielkiej częstotliwości z tranzystorami MOSFET
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2007
|
Vol. 48, nr 11
51-53
PL
Przedstawiono metodę projektowania wzmacniaczy mocy wielkiej częstotliwości klasy A, AB, B i C opartą na uproszczonym modelu tranzystora mocy MOSFET. Model ten składa się z charakterystyki statycznej tranzystora ID (UGS', UDS) i jego pojemności międzyelektrodowych, przy czym pojemności te traktowane są jako elementy wejściowego i wyjściowego obwodu rezonansowego wzmacniacza. Jeśli wzmacniacz nie jest przewzbudzony, wówczas tranzystor MOSFET może być opisany pojedynczą statyczną charakterystyką przejściową lD (UGS). Dla dwuodcinkowo-liniowej aproksymacji charakterystyki lD (UGS) wartość szczytową prądu drenu, rezystancję obciążenia i sprawność energetyczną wzmacniacza można wyrazić wzorami w funkcji mocy wyjściowej, napięcia zasilania, kąta przepływu prądu drenu i rezystancji tranzystora w stanie włączenia.
EN
A method for design of h. f. resonant Class A, AB, B, C power amplifiers based on the simplified model of MOSFET power transistors is presented. This model consists of the static characteristic lD (UGS', UDS) and inter-electrode capacitances which are included in the input and output resonant circuits of the amplifier. If the amplifier is not overdriven then the MOSFET transistor can be described by the single transfer static characteristic ID (UGS). For the two-piece linear approximation of the characteristics lD (UGS) the peak value of the drain current, the load resistance, and the efficiency of the amplifier can be expressed by formulas as functions of the output power, the supply voltage, the drain-current conduction angle, and on-resistance of the transistor.
19
Metoda mnożenia przebiegów prądu i napięcia w pomiarach mocy traconej w elementach aktywnych układów wielkiej częstotliwości
Modzelewski J.
Elektronika : konstrukcje, technologie, zastosowania
|
2006
|
Vol. 47, nr 1
31-34
PL
Jedną z metod pomiaru mocy doprowadzanej do dwójnika jest wyznaczenie przebiegu mocy chwilowej p(t) drogą mnożenia przebiegów prądu i napięcia na tym dwójniku. Moc średnią P doprowadzaną do tego dwójnika wyznacza się wówczas uśredniając przebieg funkcji p(t). Metodę tę można wykorzystać do pomiaru mocy traconej w elementach aktywnych układów w. cz.. Przedstawiono analizę błędów powstających przy takim pomiarze mocy; w przypadku układów o dużej sprawności energetycznej błąd zera układu pomiarowego ulega wielokrotnemu wzmocnieniu powodując znaczny błąd pomiaru mocy traconej w elemencie aktywnym. Efekt ten uniemożliwia zastosowanie transformatorowych sond prądowych wymagających odtwarzania składowej stałej prądu.
EN
Power delivered to the two-terminal element can be obtained by calculating the waveform of instantaneous power p(t) by multiplying the current and voltage waveforms of this element. Average power P delivered to this element is obtained by averaging the function p(t). This method can be used to measure the power dissipated in active devices of h.f. circuits. The multiplying and averaging operations can be performed by digital oscilloscope co-operating with personal computer. In the paper the error analysis of this measuring method is presented for different power circuits. It was proved that for the high-efficiency circuits the input offset error of power-measuring set is multiplied many times resulting in a very high error of the dissipated-power measurement.
20
Content available remote Tytanowe odlewy precyzyjne w zastosowaniu na implanty – wprowadzenie
Myszka D., Modzelewski J., Leśniewski M., Karwiński A.
Archiwum Odlewnictwa
|
2006
|
R. 6, nr 18/2
237--242
PL
Odlewanie precyzyjne stopów tytanu jest znaną na świecie metodą uzyskiwania skomplikowanych kształtów odpowiedzialnych elementów konstrukcyjnych. Stwarza to możliwości zastosowania takich wyrobów na implanty organizmu ludzkiego. Postępujący rozwój technologii odlewania precyzyjnego sugeruje możliwość wytwarzania implantów odlewanych nie tylko odtwarzających pożądaną geometrię, ale z wytworzeniem na powierzchni wyrobu określonych warstw wierzchnich.
EN
Titanium investment casting is a well known method of producing different surface geometry of responsibility construction elements as compressor discs and blades, aircraft spings, etc. That is why, it is possible of use such castings as implants of human body. Quick propagation of investment casting technology suggest implants modeling not only with different surface geometry, but join with creating precisions surface layers directly on castings.
first rewind previous Strona / 2 next fast forward last
JavaScript jest wyłączony w Twojej przeglądarce internetowej. Włącz go, a następnie odśwież stronę, aby móc w pełni z niej korzystać.